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]]>元電子戰?2022-02-08 00:00
以下文章來源于云腦智庫?，作者相控陣老劉
來源：云腦智庫
編者注：這是07年參加工作時學習的一本書，當時做了筆記，今天整理出來分享給大家，時間久遠，不正之處，敬請指正！本學習筆記僅對前三章基本知識做了整理，后續應用部分，請參考該書籍閱讀！
第一章.緒論1.1微帶天線的歷史和優缺點
微帶天線最初作為火箭和導彈上的共形全向天線獲得了應用，現在微帶天線廣泛應用于大約100MHz～100GHz的寬廣頻域上的大量無線電設備中，特別是飛行器上和地面便攜設備中。微帶天線的特征是比通常的微波天線有更多的物理參數，具有任意的幾何形狀和尺寸，有三種基本類型：微帶貼片天線、微帶行波天線和微帶縫隙天線。
和常用的微波天線相比，具有以下優點：1）體積小、重量輕、低剖面、能與載體共形，并且除了在饋電點處要開出引線外，不破壞載體的機械結構。2）性能多樣化。設計的微帶元最大輻射方向可以在邊射到端射范圍內調整，實現多種幾何方式，還可以實現在雙頻或多頻方式下工作3）能夠與有源器件、電路集成為統一的組件，適合大規模生產，簡化整機的制作和調試，大大降低成本
和其它天線相比，其缺點如下：
1）相對帶寬較窄，特別是諧振式微帶天線（目前已經有了一些改進方法）2）損耗較大，因此效率較低，特別是行波型微帶天線，在匹配負載上有較大損耗3）單個微帶天線的功率容量較小4）介質基片對性能影響較大。由于工藝條件的限制，批量生產的介質基片的均勻性和一致性還有欠缺，影響了微帶天線的批產和大型天線陣的構建
相對帶寬較窄一般認為是微帶天線的主要缺點，單現在采用孔徑耦合的層疊式結構的微帶天線，其阻抗帶寬已經達到69％左右，具有廣闊的應用前景，一般而言，它在飛行器上的應用處于優越地位，如衛星通信、導引頭、共形相控陣等，在較低功率的各種軍用民用設備如醫用探頭等，由于它可以集成化，使其在毫米波段的優勢更為明顯。
1.2微帶天線的分析設計方法
天線分析的基本問題就是求解天線在周圍空間建立的電磁場，求得電磁場之后，進而得到其方向圖、增益和輸入阻抗等特性指標。分析微帶天線的基本理論大致可分為三類。最早出現的也是最簡單的是傳輸線模型（TLM，Transmission Line Model）理論，主要用于矩形貼片，更嚴格更有用的是空腔模型理論（CM，Cavity Model），可用于各種規則貼片（基本限于天線厚度遠小于波長的情況）最嚴格而計算最復雜的是積分方程法（IEM，Integral Equation Method），即全波理論（FW，Full Wave），理論上講，積分方程法可用于各種結構、任意厚度的微帶天線，但要受計算模型的精度和機時的限制。從數學處理上看，第一種理論將分析簡化為一維的傳輸線問題；第二種理論則發展到基于邊值問題的求解；第三種理論進一步可以計入第三維的變化，不過計算費時。基于積分方程的簡化產生了格林函數法（GFA，Green’s Function Approach）；由空腔模型擴展到多端口網絡法（MNA，Multiport network Approach）.
微帶線的傳輸模式是將微帶線看成一種開放線路，因此其電磁場可無限延伸。這樣微帶線的場空間由兩個不同介電常數的區域（空氣和介質）構成，只有填充均勻媒質的傳輸線才能傳輸單一的純橫向場－TEM模。由于空氣－介質分界面的存在，使得微帶中的傳輸模是具有電場、磁場所有三個分量（包括縱向分量）的混合模，但在頻率不太高如12GHz以下，基片厚度遠小于工作波長，能量大部分都集中在導體帶下面的介質基片內，且此區域的縱向場分量很弱，因此微帶傳輸的主模和TEM模很相似，稱為準TEM模。傳輸線法最簡單，也最為直觀，利用端縫輻射的概念說明輻射的機理，由于傳輸線模式的限制，其難于應用在矩形片以外的情況，對于矩形片，傳輸線模式相當于腔模理論中的基膜。在諧振頻率上，計算的場分布與實際很接近，參量計算合乎工程精度，但失諧大時，相差很大，計算不再可靠，基本的傳輸線法對諧振頻率的預測是不夠準確的，利用一些修正方法（如等效伸長）可將誤差減小到1％以內，如果通過樣品實測諧振頻率，然后在調整，效果更好。
空腔模型理論基于薄微帶天線的假設，將微帶貼片與接地板之間的空間看成是四周為磁臂，上下為電壁的諧振腔（確切的說是漏波空腔）。天線輻射場由空腔四周的等效磁流來得出，天線的輸入阻抗可根據空腔內場和饋源邊界條件來求得。腔模理論特別是多模理論是對傳輸線法的發展，能應用于范圍更廣的微帶天線，并且由于計及了高次模，因此算得的阻抗曲線較準，且計算量不算大，比較適合工程設計的需要。但基本的腔模理論同樣要經過修正，才能得到較為準確的結果。特別是邊界導納的引入，把腔內外的電磁問題分成為獨立的問題，這在理論上是嚴格的，只是邊界導納的確定很困難，計算只能是近似的。在腔模理論中，認為腔內場是二維函數，這在薄基片時是合理的，而對于厚基片則將引入誤差。由于微帶天線的目的就是降低拋面高度，因此在大多數情況下是不成問題的，但在毫米波段就需要另行考慮了。
積分方程法和腔模理論的基本立足點不同，它討論的是開放的空間，是以開放空間的格林函數為基礎，基本方程是嚴格的，除了少數例外，通常用矩量法求解。
要得到高增益、掃描波束或波束控制等特性，只有將離散的輻射元組成陣列才有可能，同一陣列中輻射元可以相同也可以不同，在空間可以排成線陣、面陣或立體陣。
1.3?微帶天線的應用微帶天線優勢有低剖面、價格偏移并可制成多功能、可共形的天線；可集成到無線電設備內部，可用于室內外，尺寸可大可小，大的微帶天線其長度可達十幾米。微帶天線在空間技術中如X－SAR（X波段合成孔徑雷達）、SIR（航天飛船成像雷達）、海洋衛星等以不同的微帶形式完成特定的功能。在可移動衛星通信中以及內部集成的微帶天線在PCS（個人通信業務）/蜂窩電話和其它手持便攜式通信設備中都有廣泛的應用。注：便攜式無限通信設備一般要求天線要小、輕、對兩個正交極化靈敏。輻射方向圖在所有主平面上必須是準各向同性的，并且，在許多應用中，需要寬頻帶。人體對天線的影響以及人體對天線輻射的吸收都要盡可能的小，此外，總是希望天線集成在印制電路板上或塑料盒里。由此需要使用內部集成的天線，例如微帶天線。內置天線機械強度大，不易折斷；不增加設備的尺寸；使用不需要拉伸，人為影響小；并且使用高水平的防護技術，可以使天線與人體的作用減到最小。微帶天線能提供50Ω輸入阻抗，因此不需要匹配電路或變換器；比較容易精確制造，可重復性較好；可通過耦合饋電，天線和RF電路不需要物理連接；較易將發射和接收信號頻段分開，因此可以省掉收發轉換開關或至少使設計簡化；容易制成雙頻段雙極化模式。因此微帶天線是最好的選擇之一。第二章.微帶陣列天線的基本理論
天線是各種無線電設備必不可少的組成部分，它能有效的、定向的輻射或接收無線電波并通過饋線與收發系統聯系起來，起著能量轉換作用。
從本質上講，微波傳輸線（傳輸微波信息和能量的各種形式的傳輸系統的總稱）是一個封閉系統，基本功能就是傳輸電磁能量，其電磁場被束縛在傳輸線附近而不會輻射到遙遠的空間，自身的不連續性可以用來構成各種形式的微波元件。天線是由傳輸線演變而來，但其基本功能是向空間輻射或接收電磁能量，是一個開放的系統。
不管是線天線還是面天線，其輻射源都是高頻電流元，這是共性。因此討論電流元的輻射場是討論天線問題的出發點。
要解決天線的兩個最主要的問題是阻抗特性和方向特性。前者要解決特性和饋線的匹配問題；后者要解決輻射和定向接收問題，亦即解決提高發射功率或接收機靈敏度問題。但這一切都要先求出天線在遠區的電磁場分布。為此需要求解滿足天線邊界條件的麥克斯韋方程組。嚴格數學求解是很困難的，經常采用工程近似的方法進行研究，即用某種初始場的近似分布代替真實的準確分布來計算輻射場。這樣可以避免嚴格的理論求解又可以獲取一定的精確度。
2.1?微帶天線單元結構最簡單的微帶天線是由貼在帶有金屬底板的介質基片上的輻射貼片構成。貼片導體通常是銅或金，可采取任意形狀。但通常采用常規的形狀以簡化分析和預期其性能。基片的介電常數應較低，這樣可以增強產生輻射的邊緣場。微帶天線單元/陣列其結構通常都比較簡單，但電磁場的分析卻很復雜。一方面，微帶天線的品質因數很高，較難得到精確的阻抗特性；介質的各向異性、加載、損耗、表面波效應等影響也較嚴重。另一方面，微帶特性幾何結構多樣（不同貼片單元形狀、饋電方法以及寄生單元或層疊單元的應用，共面饋電網絡與有源線路的集成等）。微帶特性的分析方法主要分為基于簡化假設的近似方法和全波分析方法兩類。全波分析法有更好的適應性和更高的精度，但速度較慢。第一類方法包括傳輸線模型、空腔模型和分段模型。該方法講貼片單元當作一段傳輸線或是空腔諧振器，簡化了分析和計算，提高了速度，物理概念清晰，可以提供設計的初始數據。2.1.1微帶天線的傳輸線模型??基本假設：1）微帶片和金屬底板構成一段微帶傳輸線，傳輸準TEM波，波的傳輸方向決定于饋電點。線段長度L≈λg/2，λg為準TEM波的波長。場在傳輸方向上是駐波分布，而在垂直方向上是常數。2）傳輸線的兩個開口端（始端和末端）等效為兩個輻射縫，場為W，寬為h，縫口徑場即為傳輸線開口端場強。縫平面看作位于微帶片兩端的延伸面上，即是講開口面向上折轉90o，而開口場強隨之折轉。由上可見當L＝λg/2時，二縫上切向電場均為x方向，且等幅同相，它們等效為磁流，由于金屬底板的作用，相當于有二倍磁流向上半空間輻射。縫隙上等效磁流密度為Ms＝－2V/hV為傳輸線開口端電壓。
由于縫已經放平，在計算上半空間輻射場時，就可以按照自由空間處理。這是這種方法的方便之處。
圖2.1?傳輸線法物理模型
2.1.2輻射元方向圖
微帶輻射元的方向圖可由其等效磁流元的輻射場得出。
由圖2.1可見，微帶天線的輻射等效為二元縫陣的輻射，并且縫上等效磁流是均勻的，可求出天線的輻射場為：
2.2微帶陣列
微帶天線單元的增益一般只有6～8dB。為獲得更大增益，或為了實現特定的方向性要求，常采用由微帶輻射元組成的微帶陣列。最簡單的排陣方式是直線陣。其饋電結構一般采用串饋或并饋。
2.2.1線陣輻射特性
由相同而且取向一致的輻射元組成的陣列方向圖是其輻射元方向圖和陣因子方向圖的乘積（方向圖乘積定理）。陣因子方向圖就是將實際輻射元用無方向性的點源代替（具有原來的機理振幅和相位）而形成的陣方向圖。微帶輻射元的方向圖可由其等效磁流元的輻射場得出，這樣就可以求出微帶線陣的的輻射特性。
圖2.2 N元線陣
一般根據下式進行選擇不出現柵瓣的元間距：
2.2.2平面陣天線
如圖2.3所示，矩形平面陣中各單元相同，位于原點的第00號單元為陣的中心點，x方向單元編號m∈（－M~M），y方向的單元編號n∈（－N~N），第00號單元為相位參考點，忽略陣中各單元間的互耦影響時，設各元的激勵電流為：
由此可見平面陣因子是兩個線陣因子的乘積，因此可以用線陣方向性分析的結果分析平面陣的方向性。在x方向線陣形成圍繞x軸的圓錐形波束，y方向形成圍繞y軸的圓錐波束。因此，平面陣因子的主瓣是兩個線陣圓錐主瓣相交部分的乘積，這就得到了兩個針狀主瓣，一個指向z>0空間，另一個指向z<0空間。在實際應用中，總是選擇陣為單向輻射，即只有z>0空間輻射的針狀主瓣。研究兩個主平面的方向圖特性時:
圖2.3矩形平面陣
2.3電掃描天線???由于天線波束的指向始終與相位波陣面相垂直，因此，只要改變相位波陣面的位置，就能實現天線波束的掃描。根據改變相位波陣面的方法不同，波束掃描大致分為三類：1.相位掃描在陣列中每一個單元都安裝一個移相器，相移量能在0～2π之間調整，用電子控制每個移相器，以達到快速掃描的目的，即相控陣天線，陣中每個單元間距為d，波束掃描角為θ0，則相鄰單元之間的相移量為ψ=2πd sinθ0/λ，可見相位掃描具有頻率敏感性，即如果相位不隨頻率變化，則掃描角θ0必與頻率有關，改變頻率也會改變波束掃描角。2.時延掃描將相掃天線中的每一個移相器都換成可變時間延遲線，則相鄰單元之間的相移量變換為時間延遲量t=dsinθ0/c，式中c為電磁波在真空中的傳播速度為一常數，由此可知波束掃描角θ0與頻率無關3.頻率掃描頻掃天線的波束指向就是隨發射機振蕩頻率的改變而變化，即波束指向是頻率的函數，而一般的頻掃天線總是與相掃天線結合應用構成所謂的三坐標雷達，即方位面采用相掃，俯仰面采用頻掃。2.3.1相控陣天線???電掃描天線的典型形式就是相控陣天線。它與傳統的機械掃描天線相比，具有高增益、大功率、多波束和多功能、高數據率、高可靠性和易實現接收機自動控制等諸多優點。???相控陣天線的典型框圖如圖2.4所示:
發射機的射頻能量經饋電網絡進行功率分配，按預定比例饋送到陣列中的各個單元的移相器，經適當的移相后在饋給陣列各單元進行輻射。波束控制指令信號輸入計算機，運算后通過移相器控制電路進入各單元移相器，分別控制各自的相移量，從而獲得各相鄰單元間所要求的相位差，使天線波束指向預期方向。
事實上，如果將n個完全相同的天線所組成的n元均勻線陣中的每個天線都帶上一個可控移相器，則該天線陣就成為一維相控陣天線。
假如單元天線的饋電電流不同相，設相鄰兩單元的電流間的相移為δ，則當改變δ時，波束指向在掃描空間移動。設最大輻射方向發生在θm0，則有δ=-kdsinθm0。由此，改變相鄰單元之間的相位差δ，就可以改變波束的最大輻射方向θm0，實現波束掃描。
2.3.2盲點效應???在相控陣天線的設計中，必須考慮兩個問題：1）在實空間不出現柵瓣2）抑制或消除盲點實踐發現，當波束掃描到某一角度θn，天線處于全反射狀態，既不輻射也不接收能量，角θn稱為盲點。從物理本質上講，產生盲點的原因有兩個。一是相控陣中存在高次模和互耦效應。高次模發生在一個單元，而其它單元都與它們的發射機端接。由于互耦效應，在某些特定掃描角上，被激勵起的高次模與主模耦合，致使口面場受到抵消。因而不能輻射也不能接收功率。二是漏波的抵消效應，所謂漏波是指當陣列單元輻射時，有一部分沿陣列表面向后泄漏的能量，這個漏波在這里的無源端接的單元上也會產生輻射波，于是原始的輻射波與漏波產生的輻射波在陣外空間疊加，在某個特定方向上造成盲點。在工程上，消除盲點的主要措施是合理選擇陣格尺寸和輻射單元的口徑尺寸。單元口徑尺寸越大，盲點越靠近陣列的法線方向，因此應盡量減小口徑尺寸，使盲點靠近柵瓣方向，再選用較小尺寸的陣格，使柵瓣遠離掃描空間，這樣既可以再掃描空間不出現柵瓣又抑制了盲點。2.3.3天線的副瓣性能???在相控陣天線的系統性能中，天線的副瓣特性是很重要的，相控陣天線的副瓣特性在很大程度上決定了雷達抗干擾、抗反輻射導彈及雜波抑制等戰術性能，是雷達系統的一個重要指標。為降低相控陣天線的副瓣電平，通常對陣面天線單元的電流分布采用各種形式的加權，但加權之后，天線波束的主瓣展寬，將降低天線增益和雷達角分辨率，不利于抗從主瓣進入的干擾。低副瓣與超低副瓣天線通常是指副瓣電平必主瓣電平低30dB與40dB的以上的天線。為實現這樣的天線，對面天線而言，主要是應按要求的副瓣電平來設計天線口徑照射函數，實現所需的加權。具體實現辦法是：可在饋線網絡中采用不等功率分配器或衰減器加等功率分配器，也可將衰減器與不等功率分配器混用。此外天線反射面的加工必須嚴格保證公差要求，使天線口徑面上的實際電流分布與理論上所要求的分布在幅度和相位上的誤差低于所容許的范圍。對于陣列天線，為獲得低副瓣性能，除幅度加權外，還可采用密度加權、相位加權等方法來實現等效的幅度加權口徑照射函數。陣列中各天線單元激勵電流的幅度和相位誤差以及各天線單元的安裝公差，應嚴格低于額定副瓣電平所容許的范圍。此外，設計中還應考慮各天線單元之間的互耦效應。同時，因為天線波束可以在一個較大的空間范圍內進行掃描，隨著掃描角的變化，天線單元之間的互耦也會發生變化，各天線單元激勵電流的幅度和相位也會發生變化，所以為了實現低副瓣與超低副瓣電平，還必須考慮天線波束掃描產生的影響。除了精心設計天線單元，采用單元之間的去耦措施外，解決此問題的一種思路是統一設計天線單元和饋電網絡。饋電網絡的設計，要考慮天線單元之間互耦隨波束掃描而變化的因素。在一定條件下，饋電網絡的設計應具有隨波束掃描變化而進行自適應調整的能力。密度加權天線陣是一種不等間距加權天線陣。不等間距天線陣中各有源天線單元的間距是不等的，靠近陣列中心的單元其間距小些，偏離陣列中心越遠的單元，其間距越大，但各天線單元激勵電流的幅度都相同。密度加權天線陣是以抬高遠區副瓣電平為代價（會因此降低天線增益）來降低主瓣附近的副瓣電平。對采用數字式移相器的天線陣列，如果在波束控制信號之外還將相位加權控制信號加到陣列中某些單元的移相器上，改變陣列各天線單元激勵電流的相位，那么也可以得到類似于加權的效果，降低天線波瓣主瓣附近副瓣電平。2.3.4陣列單元隨機幅度與相位誤差的影響??相控陣天線中各單元的激勵電流在幅度和相位上存在著隨機幅度與相位誤差（不可能完全相同），引起幅相誤差的原因很多，如天線單元方向圖的不一致，天線單元的安裝誤差、天線單元的損壞、天線單元之間互耦引起的天線單元的阻抗變化和駐波變化、饋線各單元通道之間的幅相誤差（如移相器的誤差，阻抗不匹配引起反射所產生的幅相誤差、溫度變化影響等）。這類誤差具有隨機性，對天線波瓣的副瓣電平、天線增益以及波束指向等均有重要影響。但總的來說，各天線單元的隨機幅相誤差對天線增益的影響較大，對天線副瓣和陣列波束的指向精度的影響較小。采用集中式發射機或子陣式發射機的相控陣雷達，一部發射機要負責給整個發射相控陣天線或發射天線子陣饋電。從發射機輸出端到每一個天線單元，必須有一個發射饋線系統，將發射機輸出信號功率分配到各個天線單元。對于接收相控陣天線，各個天線單元接收到的信號，必須經過一個接收饋線系統逐級相加，然后送至接收機輸入端。發射或接收饋線系統都由許多不同的饋線元件如功率分配器、移相器、傳輸線段、調諧元件、定向耦合器等組成，各個饋線元件的連接不可能做到完全匹配，這些連接點處，存在電磁波反射。當各個節點處的多次發射波重新到達天線單元（對發射陣）或接收機輸入端（對接收機）時，這些反射波與主入射波疊加，對發射陣來說，使各天線單元輻射出去的信號的相位和幅度發生變化，對接收陣而言，則使各天線單元接收到的信號在到達接收機輸入端時產生幅度和相位起伏。2.4?互耦效應對陣性能的影響微帶陣列天線中，各微帶元之間存在互耦效應，將導致：1）單元在陣中的方向圖與孤立元的方向圖不同；2）陣中單元的輸入阻抗與孤立元的輸入阻抗不同；3）對于相控陣，陣中單元的輸入阻抗將隨掃描角的改變而改變，這會引起陣的失配和單元效率（或增益）的降低；4）天線的極化特性要變壞2.4.1互耦對陣元方向圖的影響???設M×N個微帶天線元組成的陣列，陣中只有第j個單元接上電源，而其余單元都端接匹配負載。從物理意義上，可以看出此時單元在陣中的方向圖將不同于孤立元的方向圖（存在互耦的影響）。互耦的存在將使第j個元上的輻射的能量有一部分耦合到其它陣元，耦合能量的一部分被其端接負載所消耗，另一部分將再輻射，因此，陣中單元方向圖將不同于孤立元的方向圖。而且，對于有限數目陣元組成的陣列，由于各陣元再陣中所處的位置不同，它所受到的互耦影響也不同，故再陣中單元方向圖也不相同。只有在無限陣列中，各元在陣中單元方向圖才相同。嚴格的講，由于互耦的影響，將使微帶天線貼片上電流分布規律也有變化。特別是對相控陣天線，隨著掃描角的變化，電流分布也要改變。對于一個大陣，由于陣的總方向圖的主瓣很窄，而一般陣元的方向圖主瓣很寬。即陣元方向圖對陣的總方向圖中主瓣和前面幾個旁瓣的影響不太大。在這種情況下，計算總方向圖時，可以忽略互耦影響，這就是一般陣天線中常用的分析方法，這是一種近似方法。而對于掃描波束的相控陣天線，就不能忽略這種互耦影響。2.4.2互耦對陣元輸入阻抗和匹配的影響???兩種分析方法：互阻抗法和散射矩陣法（兩種方法得到的結果相同）???有源陣列的輸入阻抗將隨波束掃描方向的變化而變化，這是由于互耦影響形成的。對于一個有限尺寸的陣列，由于各陣元在陣中的位置不同，其互阻抗也不同，所以一般來說，各陣元的有源輸入阻抗也不完全相同。嚴格的說，只有無限大尺寸的陣列，各陣元在陣中所處的環境完全相同，那么各陣元的有源輸入阻抗才會相同。對于有限尺寸的大陣，除位于陣邊緣的少數陣元外，其它多數陣元的輸入阻抗可以近似認為是相同的。如果連接電源和陣元之間的傳輸線已與電源內阻抗相匹配，則在第mn個元輸入端處的反射系數為:
可見，反射系數也將隨波束掃描方向的改變而改變，所以在相控陣天線中不僅需要考慮到陣元在一定的頻帶范圍內的阻抗匹配（即寬帶匹配），而且還要考慮到在一定的掃描范圍內的阻抗匹配（即寬角匹配）。這是相控陣天線與非電控掃描天線以及一般天線的不同之處。后兩者只需要考慮寬帶阻抗匹配。
利用互耦系數構成的散射矩陣來計算反射系數隨掃描方向的變化是較為直接而又簡便的方法。這是因為散射矩陣直接與入射電壓波和反射電壓波相聯系，而且在微波網絡中能直接測量的是耦合系數（或稱為散射系數）。
2.4.3互耦對相控陣天線增益的影響
2.4.4確定微帶天線元之間互耦的方法??兩種方法：一是通過實驗測量，二是利用分析和計算方法得出a).實驗測定法確定各元之間互耦的一種最符合實際的的方法是直接在陣中進行測量，實際上，利用散射系數的互易性，以及陣結構的對稱性可以使測量次數大大減小。同時，對于大陣，在陣中除靠邊緣的陣元外，對位于陣中間的單元可近似認為它們所處的陣環境相同。因此，可以認為它們的反射系數相同，這樣只要選擇在陣中不同位置的幾個典型單元，確定它們的反射系數就可以反映整個陣的反射特性。通常在設計陣時，往往只用兩個陣元，只需要實測這兩個陣元之間的耦合系數，而忽略其它陣元對它們的影響。因此，只要測出這兩個元在不同取向和位置時的耦合系數，據此計算陣的反射系數，并設計匹配措施。但要注意一點，對于波導型、縫隙或振子陣元，這樣的測量只要在一塊較大的金屬板（作為接地平面）上放置陣元即可。對微帶特性元除了接地平面外，還必須考慮它們之間有介質基片，這是不能忽略的。元間距在幾個波長范圍內的耦合系數變化的一般規律：1）隨著元間距的加大，耦合系數減小，在E面耦合系數近似按1/d減小；在H面耦合系數減小更快，近似按1/d2減小。而耦合系數的相位滯后基本上按kd成直線變化。這意味著在微帶基片較薄和間距不太大時，耦合主要取決于空間輻射波，表面波耦合不占主要部分。2）E面和H面耦合曲線是不同的，因此微帶元的相對取向位置不同，它們之間的耦合也不相同。3）考慮其它陣元存在對互耦的影響時，法線它對E面耦合影響稍大，使耦合系數比只有兩元時要大一些，而相位滯后要變小一些。其它陣元存在對H面耦合的影響較小。因此作為一種近似計算，利用兩元間的互耦系數來計算陣中的反射系數和輸入阻抗還是可行的，特別對較小的陣。b).用反應原理計算互耦
c).無限周期陣列概念與波導模擬器???上面討論的是先用實驗或計算機來確定各元間的互導納或散射系數，然后再將所有元的互耦影響一一疊加起來，從而得到陣中單元的輸入阻抗或反射系數的方法稱為逐元法，該法的優點是直觀，可以預測出再陣中不同位置的陣元性能，方法不僅適用平面陣也適用共形陣。所以，逐元法再中小尺寸的平面陣和共形陣中應用最廣泛。但對于大陣，由于陣元數目多，使計算或實驗工作量大大增加，這時，常采用無限周期陣列的概念，因為大陣中間部分的單元再陣中所處的環境基本相同，所以再陣中間不同位置的單元的性能基本一致，因此，預測大陣性能可用無限陣列來近似，在無限陣中每個陣元所處的環境完全相同，陣中各元的性能也完全相同。分析無限陣列，不是先求各元間的互耦而是直接建立求陣中單元輸入阻抗或反射系數的方程。由于無限陣是一個周期結構，因而可利用弗洛蓋特（Floquet）定理來建立陣的場方程。常用的解法有場匹配法、復功率法、積分方程法（用矩量法求解）、變分法和留數法等。利用無限周期陣列模型與逐元法相比有很多優點。首先它已將所有陣元存在的互耦影響全部自動考慮在內，所以方法比較嚴格。其次，它也考慮了陣元上的場分布受互耦的影響，特別是場分布隨掃描方向而變化的影響。因此，用無限陣列模型可以預測出陣在掃描時是否會出現“盲點”，所以這種方法已在分析波導型、縫隙型和振子型陣天線中廣泛應用。對于微帶天線元組成的大陣，原則上也可以利用這種方法。
基于無限陣列概念還發展了一種實驗模擬技術用來預測相控陣天線的反射特性。這種技術是利用波導模擬器來完成的。
2.5?輻射單元、排列柵格和陣形2.5.1微帶天線陣元的類型
可根據陣的帶寬、極化、方向圖特性（或掃描范圍）、增益和效率等要求以及陣在結構上的要求來選擇最合適的微帶天線元。微帶天線元大致可分為三類：貼片式、縫隙式和不均運行微帶線等。
1．貼片式微帶天線
按工作原理可分為諧振式和行波式。諧振式貼片微帶天線作為陣元具有以下一些主要特點。單元本身具有一定的方向性系數，典型數據可達6dB左右。其效率較高，一般在90％以上。其半功率波束寬度大致在80o～100o之間。對于相控陣而言比較適合于最大掃描角在±50o以內。該形式的天線可工作在線極化、圓極化或變極化。對方形和圓形貼片，利用相互正交的雙端饋電，在利用功率分配器和移相器以改變兩端激勵的相對振幅和相位，就可以構成圓極化或變極化。對接近方形的貼片和橢圓形貼片，利用單端饋電也可以做成圓極化陣元，但不能作成變極化陣元。諧振式貼片具有以下一些缺點。阻抗匹配帶寬較窄，通常在輸入端駐波系數小于2的帶寬只有百分之幾。當掃描范圍大于±60o時，單元方向圖的波束顯得窄了一些，同時，當要求較大掃描范圍時，為了避免在掃描范圍內出現柵瓣，要求單元間距要較小，這樣貼片尺寸也稍嫌大。這對將陣元和饋電網絡都集成在同一介質基片上的單面陣就顯得空間擁擠。因此，為了展寬波束或縮小天線尺寸，也常采用λ/4短路矩形貼片作為陣元，它相當于矩形貼片的一個輻射邊短路，而尺寸縮小了1/2。此外，規則形狀的諧振式貼片單元可以一哦能夠較為準確的方法分析，已經導出各種較為準確的設計公式，所以設計較為簡便，且減少調試工作量。
行波式貼片微帶天線一端激勵，另一端接匹配負載以保證貼片上電流或其內空間場按行波分布。這種天線的特點是阻抗匹配帶寬較寬，但波束最大值指向隨頻率變化。這種天線最大值輻射方向可以設計成接近邊射到端射的任一方向。它既可以輻射線極化波，也可以輻射圓極化波，但由于其一部分功率消耗在終端負載上所以效率較低。
2．縫隙式微帶天線
縫隙天線利用微帶傳輸線激勵，是在微帶傳輸線接地面上開縫，故其輻射是向兩邊的，如果需要單方向輻射，可在離縫高度為λ/4處加金屬反射板。
這種天線的特點是它的阻抗匹配帶寬比諧振式貼片天線要寬，特別是寬矩形縫。這種縫隙天線一般輻射線極化波，對制造公差要求比貼片式要小，用于陣元時量輻射元之間的隔離比貼片式要好，但當要求單方向輻射時，這種天線的厚度比貼片式天線要大。同時分析和設計這種天線要比貼片式困難一些，其廣泛應用于衛星廣播接收陣的陣元。
3.不均勻性微帶線
微帶線不均勻性是另一大類廣泛應用的天線陣元。它通常是利用在微帶傳輸線上進行切割、突變或彎曲等方式形成輻射。
這類天線用作陣元的特點是阻抗匹配頻帶較寬，快點電路結構簡單而緊湊。構成陣的波束指向一般可設計在任何方向上。其缺點就是波束指向隨頻率變化較靈敏。由于是行波饋電，陣的效率不高。
2.5.2排列柵格和陣形
柵格一般有兩種排列方式：一是矩形柵格排列；二是三角形柵格排列。在矩形柵格的單元位置中，只有當（m＋n）為偶數的位置中放置輻射單元，才組成三角形柵格。
對于同樣的柵格抑制，矩形柵格排列比三角形柵格排列單元數多（比柵格為等邊三角形時多16％）。輻射單元少，意味著成本降低。另外柵格間距的增加，有利于輻射單元的安裝。因此，三角形排列采用的較多。
外觀形狀為矩形或正方形的陣列最常見，計算比較簡單，其尺寸大小由主瓣寬度決定。均勻幅度的矩形陣，第一旁瓣電平可高達－13.2dB，抗干擾性能不好，這是最大的缺點。
把矩形陣改為圓形陣，在均勻幅度時，第一旁瓣電平可降至－17.6dB，圓形陣多采用正方形柵格。
用三角形柵格可排列成正六角形陣，這樣的排列可有效的減少相控陣天線單元數目，降低雷達的造價。
當掃描角θ≥60o時，平面陣會受到柵瓣的影響而難以實現，利用球面的自然對稱性，能在較寬的角度范圍內保持天線方向圖和增益的均勻性，同時可克服寬角度下阻抗失配的影響。因此，將陣列單元排列在一個球面上構成球形陣，可改善角掃描性能。
對于機載雷達，為了便于安裝，減小阻力和覆蓋盡可能寬的立體角，要求陣面的形狀與機體表面形狀一致，這就是所謂的共形陣。
圖2.5?三角形柵格
2.6?電磁波的極化
電場強度E的方向隨時間變化的方式稱為電磁波的極化。根據E矢量的端點軌跡形狀，電磁波的極化可分為三種：線極化、圓極化和橢圓極化。
兩個相位相差π/2，振幅相等的空間上正交的線極化波，可合成一個圓極化波；反之也成立。兩個旋向相反，振幅相等的圓極化波可以合成一個線極化波，反之亦然。
橢圓長軸對x軸的夾角τ稱為極化橢圓的傾角，長軸與短軸的比值稱為軸比，極化橢圓的軸比、傾角以及旋向是描述極化特性的三個特征量。線極化（軸比→∞）和圓極化（軸比等于1）都是橢圓極化的特例，旋向以傳播方向z為參考，它直接由相位差φ決定，若φ在第一二象限，則為左旋波，若φ在三四象限，則為右旋波。
兩個空間上正交的線極化波可以合成為一個橢圓極化波，反之亦然。兩個旋向相反的圓極化波可以合成一個橢圓極化波，反之亦然。
圓極化波具有兩個與應用相關的重要特性：
1）當圓極化波入射到對稱目標（如平面、球面等）上時，反射波變為反旋向的波，即左旋變右旋，右旋變左旋。2）天線若輻射左旋圓極化波，則只接收左旋圓極化波而不接收右旋圓極化波，反之，若天線輻射右旋圓極化波，則只接收右旋圓極化波，這稱為圓極化天線的旋轉正交性。根據這些特性，在雨霧天氣里，雷達采用圓極化波工作將具有抑制雨霧干擾的能力。因為水點近似球形，對圓極化波的反射是反旋的，不會被雷達天線所接收。而雷達目標（如飛機、船艦、坦克等）一般是非簡單對稱體，其反射波是橢圓極化波，必有同旋向的圓極化成分，因而能被收到。由于一個線極化波可分解為兩個旋向相反的圓極化波，這樣，不同取向的線極化波都可由圓極化天線收到，因此，現代戰爭中都采用圓極化天線進行電子偵察和實施電子干擾，同樣，圓極化天線也有很多民用方面的應用。第三章?微帶天線的饋電方法天線是一種能量變換器，發射天線把發射機輸出回路的高頻交流電能變為輻射電磁能，即變為空間電磁波。相反，接收天線把到達的空間電磁波變為高頻交流電能，傳送到接收機的輸入回路。從發射機到天線以及從天線到接收機之間的連接是依靠饋線來實現的。傳輸線（或饋電線）系指將高頻交流電能從電路的某一段傳送到另一段的設備。一般說來，對傳輸線有以下要求：1）傳輸線應具有最小的能量損耗。這些損耗包括導線中電阻產生的能量輻射、導線間介質中所產生的介質損耗，以及發射到外部空間的輻射損耗。2）沿線路允許傳輸的帶寬內高頻振蕩功率應盡可能大3）傳輸線不應改變天線的方向圖特性。因此必須消除傳輸線上的能量輻射。要消除這種“天線效應”，必須在所給的工作波長下選擇適當的傳輸線形式和幾何結構。4）傳輸線的電參量應穩定到這樣的程度，以至于外部媒質的溫度、濕度和壓力的改變，以及機械振動和其它不穩定因素均不影響到天線設備的工作穩定性。5）傳輸線應有適當的尺寸和重量6）傳輸線應有一定的機械強度，便于裝配。在制造上也要盡可能的簡單，使用中要考慮到傳輸線的經濟性。當負載阻抗等于傳輸線的特性阻抗時，其工作在行波狀態，傳輸效率最高，功率容量也最大；且傳輸線的輸入阻抗呈電阻性，它的大小不會隨頻率而變化，這樣便于與發射機調諧匹配。因此，希望傳輸線工作在行波狀態。但是，在無線電收發設備中，傳輸線的終端負載是天線，而天線的輸入阻抗是隨頻率而變化的，在工作波段內呈現為復阻抗性質。因此就要在傳輸線末端與天線之間加上一個“匹配裝置”，使得天線阻抗經過匹配裝置的變換作用后，與傳輸線的特性阻抗相等，從而使傳輸線工作在行波狀態或稱為匹配。3.1?微帶單元天線饋電兩種基本方式：一是用微帶線饋電；二是用同軸線饋電3.1.1微帶線饋電???用微帶線饋電時，饋線與微帶貼片是共面的，因而可方便光刻，制作簡便。但是饋線本身也要引起輻射，從而干擾天線方向圖，降低增益。為此一般要求微帶線寬度w不能寬，希望w ＜λ。還要求微帶天線特性阻抗Ze要高些或基片厚度h要小，介電常數εr要大。天線輸入阻抗與饋線特性阻抗的匹配可由適當選擇饋電點位置來實現。當饋電點沿矩形貼片的兩邊移動時，天線諧振電阻變換。對于TM10模，饋電點沿饋電邊（x軸）移動時阻抗調節范圍很大。微帶線也可通過間隔伸入貼片內部，以獲得所需阻抗。
饋電點位置的改變將使饋線與天線間的耦合改變，因而使諧振頻率有一個小的漂移，但是方向圖一般不會受影響（只要仍保證主模工作）。頻率的小漂移可通過稍稍修改貼片尺寸來補償。
在理論計算中，微帶饋源的模型可等效威嚴z軸方向的一個薄電流片，其背后為空腔磁臂，為計入邊緣效應，此電流片的寬度d0比微帶寬度w寬（取有效寬度）。
微帶饋線本身的激勵往往利用同軸－微帶過渡。有兩種形式：垂直過渡（底饋）和平行過渡（邊饋）。
3.1.2同軸線饋電
用同軸線饋電的優點有：1）饋電點可以選在貼片內任意所需位置，便于匹配。2）同軸電纜置于接地板上方，避免了對天線輻射的影響。缺點是結構不便于集成，制作麻煩。
這種饋源的理論模型，可表示為z向電流圓柱和接地板上同軸開口處的小磁流環。其簡化處理是略去磁流的作用，并用中心位于圓柱中心的電流片來等效電流柱。一種更嚴格的處理是把接地板上的同軸開口作為傳TEM波的激勵源，而把圓柱探針的效應按邊界條件來處理。
天線設備作為一個單口元件，在輸入端面上常體現為一個阻抗元件或等效阻抗元件，與相連接的饋線或電路有阻抗匹配的問題。
微帶輻射器的輸入阻抗或輸入導納是一個基本參數，因此應精確的知道輸入導納，以便在單元和饋線之間做到良好的匹配。
由于對大多數工程應用來說，簡單的傳輸線模型給出的結果已經足夠滿意，很多文獻都給出了用傳輸線模型計算微帶天線輸入阻抗的方法，但由不同文獻給出的方法計算出的值相差較大。
3.1.3電磁耦合型饋電
結構上的特點是貼片（無接觸）饋電，可利用饋線本身，也可通過一個口徑（縫隙）來形成饋線與天線間的電磁耦合。因此可統稱為貼片式饋電。這對多層陣中的層間連接問題，是一種有效的解決方法，并且大多數能獲得寬頻帶的駐波特性。
利用口徑耦合的電磁耦合型饋電結構是把貼片印制在天線基片上，然后置放在刻蝕有微帶饋線的饋源基片上，二者之間有一帶有矩形縫隙的金屬底板。微帶線通過此口徑來對貼片饋電。口徑尺寸將控制由饋線至貼片的耦合，采用長度上比貼片稍小的口徑一般可獲得滿意的匹配。
3.2 陣的饋電形式與設計
陣的饋電網絡的主要任務是保證各陣元所要求的激勵振幅和相位，以便形成所要求的方向圖，或者使天線性能各項指標最佳。對饋電網絡的主要要求是阻抗匹配、損耗小、頻帶寬和結構簡單等。陣的饋電形式主要有并饋和串饋兩種形式，也有這兩種形式的組合。
3.2.1并聯饋電
并聯饋電是利用若干個功率分配器，將輸入功率分配到各個陣元。功率分配器可以分成兩路、三路或多路。但為了使饋電結構中最大和最小阻抗之比最小，通常采用兩路功率分配器。
對于并聯饋電陣，當所有陣元相同時，各元所要求的振幅分布可以利用改變功率分配器的各路功率分配比來實現，而各陣元所要求的相位分布，可采用控制各路饋電線長度或附加移相器來實現。例如對于同相陣，則可以利用各路饋線等長或相差饋線波長的整數倍來保證各元同相激勵。對于相控陣同相則要求采用電控移相器來實現波束掃描所要求的相位分布。對功率分配器除要保證功率分配比外，還要求各路輸出端之間有較好的隔離。
并聯饋電網絡的設計是比較簡單和直接的。當選定陣元的形式和尺寸后，根據各元所要求的激勵振幅和相位，考慮到互耦的影響，可計算出各元的輸入阻抗。已知陣元的輸入阻抗，所要求的激勵振幅和相位后，就可以設計功率分配器和饋線的布局（要考慮長度以保證相位）。
并聯饋電微帶天線陣的陣元較少時，通常可將微帶功率分配器和饋線與陣元都集成在同一塊介質基片上，稱為單面陣。當陣元數目較多或陣面空間較擁擠時，也可以將微帶功率分配器的一部分或全部放在陣面后面，組成多層陣。此時各元用同軸探針激勵，或者上下層功率分配器之間用同軸探針相連，為此必須要求各層具有金屬化孔，并要求各層之間嚴格對準。陣元數多時，需要采用多級功率分配器，為了減少損耗和提高功率容量，對靠近輸入端的前面幾級功率分配器也可采用波導、同軸線或板線式功率分配器和饋線。
并聯饋電具有以下幾個特點：設計比較簡單，各元所要求的激勵振幅和相位可以通過設計饋電網絡來實現。當饋線等長時，波束指向與頻率無關，所以頻帶寬度主要取決于阻抗匹配的頻帶，比較容易實現寬頻帶。這種饋電形式既適用于固定波束陣，又適用于利用電控移相器進行波束掃描的相控陣。它的缺點是需要許多功率分配器，饋線總長度較長，這不僅占據了空間，也大大增加了傳輸損耗。同時，使整個饋電網絡比較復雜。
3.2.2串聯饋電
串聯饋電是將天線陣元用微帶傳輸線串聯連接起來，此時，對饋電的主傳輸線來說，每一天線陣元都等效為一個四端網絡。所以，從等效網絡觀點來看，這種饋電形式確切的說是一種級聯形式的饋電。每一陣元的等效四端網絡可以有各種形式，它既可以是一個并聯導納，也可以是一串聯阻抗或更一般形式的T形、∏型或變壓器形式的等效網絡。對于矩形貼片微帶天線元，就可等效為一并聯導納的四端網絡。當考慮了互耦影響時，此并聯導納又矩形貼片元的自導納加上其它各元的互導納。
串聯饋電形式，根據傳輸線終端所接負載不同，可分為行波串聯饋電和諧振串聯饋電。串聯饋電陣設計比并聯饋電陣設計要復雜一些，特別在考慮各元間的互耦影響時，需要用迭代法來設計，以保證各元所要求的激勵振幅和相位。
串聯饋電陣各元所要求的激勵振幅和相位是通過改變各天線元尺寸來達到的，所以，一個具有幅度或相位加權的串聯陣，各天線元的尺寸一般是不相同的。諧振串聯饋電無論從阻抗匹配和方向圖特性來講，一般都是窄頻帶的。當頻率變換時，由于相位的變化，使波束指向改變。但這種饋電形式效率較高，傳輸損耗也較小，饋電無論結構簡單又緊湊。行波饋電的阻抗匹配頻帶較寬，但波束指向隨頻率改變，另一缺點是饋電效率較低，因為在終端負載上要消耗一部分功率。
串聯饋電陣與并聯饋電陣相比，前者饋電電路簡單，饋線總長度較短，所以饋線損耗較小。因為不需要功率分配器，所以空間利用也必并聯饋電要好。行波串聯饋電陣阻抗匹配頻帶寬。但串聯饋電陣設計要復雜一些。其波束指向隨頻率變化。如果采用中心串聯饋電，其波束指向將不隨頻率變化。
以上討論的主要是線陣的饋電形式，但也可以推廣應用于二維平面陣。對于二維平面陣的饋電，可以全部采用并饋或串饋，也可以采用一維為并饋，另一維為串饋的組合形式，平面陣除上述饋電形式外，對于微帶天線元組成的平面陣，還有一種交叉饋電形式，這種饋電形式，還可以通過改變輻射元線寬度或饋線與輻射元的角度來達到幅度加權的目的。
3.3 相控陣天線的饋電方式
發射機輸出的信號，按一定的幅度分布和相位梯度饋送給陣面上的每一個天線單元。接收時，同樣必須將各個天線單元收到的信號按一定的幅度和相位要求進行加權，然后加起來饋送給接收機。相控陣天線的饋電網絡，就是使陣面上眾多的天線單元與發射機或接收機相連接的傳輸系統。各個天線單元所需要的幅度和相位加權也是在饋線系統中實現的。
為了獲得低副瓣相控陣天線，饋線系統提供給每個天線單元的電流信號的幅度是不相等的，通常情況下，陣列中間天線單元的信號電流幅值最大，陣列邊緣單元的電流幅值最小，各天線單元的激勵電流按一定的幅度分布來確定。除了自適應陣列天線外，對一般的相控陣，這一幅度分布是固定的，不應隨天線波束掃描方向的變化而變化。信號沿陣列天線口徑的不等幅分布，通常采用不等功率的功率分配網絡來實現。
饋線系統還要保證每個天線單元激勵電流的相位符合天線波束掃描指向要求。通常將饋電網絡向各個天線單元提供所需的信號相位稱之為“饋相”，即將對天線單元信號進行復加權中的相位加權部分稱之為“饋相”，“饋相”的方式與饋電網絡的組成相關。
對相控陣的饋電系統有許多要求，其中之一是通過降低饋線系統的復雜性來降低成本。為此，減小移相器和每一移相器所需要的開關組件的數目、簡化移相器控制信號的產生方式以及壓縮移相器控制信號的數目等具有重要意義，而這些都是與饋相方式密切相關的。
由于可將整個平面陣分成若干個線陣，每一線陣都被當成一個子天線陣，因此對平面陣列天線的饋相，可分解成對若干個相同子陣和另一子陣的饋相（一個線陣又可以相應地分為若干子陣），這種饋相方式的移相器數目要增加一個線陣的單元數目，但移相器控制信號容易產生，控制信號的設備量也顯著的降低了。
同樣，也可以將“陣內相位”矩陣分解為若干個小的正方形或矩形矩陣，即用若干個子平面天線陣來構成總的平面陣列。
饋線系統在相控陣天線中占有特別重要的位置。低旁瓣天線對饋線系統幅度和相位精度的要求是很高的，此外，承受高功率的能力、饋線系統的損耗、測試和調整的方便性，以及體積、重量等要求，也是選擇饋電方式時必須考慮的因素。為了降低成本，還要充分考慮生產的一致性、提高成品率和便于加工等要求，至于是否全部功率分配器都要采用隔離式，還是部分采用隔離式、在哪一級采用隔離式，這可根據對系統駐波、功率隔離以及成本要求等進行計算分析后決定，或對這些要求進行折衷考慮。皇捷通訊專業天線研發生產一體www.bgdkw.com
平面相控陣天線的饋電主要有強制饋電、空間饋電和光學饋電
3.3.1強制饋電
采用波導、同軸線、板線和微帶線等進行功率分配。隨光電子技術的發展，也可以采用光纖作為相控陣饋線中的傳輸線，但只能在低功率電平上使用。波導和同軸線用于高功率陣列，低功率部分常用板線、帶線和微帶線。功率分配器有隔離式與非隔離式、等功率分配器與不等功率分配器等多種形式。隔離式功率分配器輸出支臂之間約有20dB隔離度，可以減小由于各傳輸組件之間的反射波引起的干擾，有利于整個饋線系統獲得低的駐波。當隔離式功率分配器的一個支臂由于開路或短路而出現全反射時，因一半反射功率被隔離臂的吸收負載所吸收，故有利于保證饋電網絡的耐功率性能。
3.3.2空間饋電
空間饋電的形式有透鏡式空間饋電和反射式空間饋電等形式。透鏡式空間饋電的天線陣，包括收集陣面和輻射陣面兩部分。收集陣面也稱為內天線陣面，它由許多天線單元組成，這些天線單元又稱為收集單元。它們既可排列在一個平面上，也可排列在一個曲面上。在天線陣處于發射狀態時，發射機輸出信號由照射天線（如波導喇叭天線）照射到內天線陣上的收集天線單元，這些收集單元接收照射信號后，經移相器，再傳輸至輻射陣面上的天線單元（也叫輻射單元），然后向空間輻射，對于有源相控陣天線，經過移相器相移后的信號，還要再經過功率放大器放大，然后才送給輻射陣面的天線單元。當天線陣處于接收狀態時，輻射陣面接收從空間目標反射回來的回波信號，這些信號送移相器移相后，由收集陣面上的天線單元將其傳輸至陣內的接收天線（如由波導喇叭組成的接收天線）。對于有源相控陣天線，每一輻射單元收到的信號，要先經過低噪聲放大后再送給移相器，最后才輸入到收集單元，經空間輻射到達陣內接收天線。
這種空間饋電方式，實質上采用空潰的功率分配/相加網絡，省掉了許多加工要求嚴格的微波高頻器件。這種饋電方式，對于高頻和雷達信號波長較短的情況（例如S、C、X波段），與強制饋電方式相比，優點更為明顯。
反射式空間饋電陣列與透鏡式空間饋電陣列不同，其收集陣面和輻射陣面是同一陣面。這一陣面上各天線單元收到的信號，經過移相器移相后，被短路傳輸線或開路傳輸線全反射。對于這種陣列，作為初級饋源的照射喇叭天線，在陣列平面的外邊，即采用前饋方式對天線陣面進行空間饋電。由于采用前饋，初級饋源的天線對天線陣面有一定的遮擋效應，對天線口徑增益和對天線副瓣電平的性能有不利的影響。這種空潰方式，常見的大多是頻率很高（如X、Ku波段）的相控陣戰術雷達。另外，在這種空間饋電陣列中，移相器提供的相移值起了兩次作用，故該值應為一半移相器相移值的一半，移相器損耗也增加了一倍。自然，移相器是雙向傳輸型的。
在空間饋電系統中，初級饋源的照射方向圖為整個陣面提供了幅度加權。為了充分利用初級饋源能量，減小泄漏損失，透鏡內天線陣面（收集陣面）的天線單元數目可適當增加，在內天線陣面的邊緣部分，可以將幾個收集單元接收到的信號相加，在經過移相器相移后送至外天線陣面（輻射陣面）的輻射天線單元。
為了降低相控陣天線的副瓣電平，常采用密度加權方式，這時陣面上除有源天線單元外，還設置了相當數量的無源單元，對于空間饋電的陣列天線，外天線也可以設計成密度加權的相控陣天線。
由于天線物理尺寸的限制，初級饋源與陣面的距離大體等于天線口徑的尺寸，因此，初級饋源輻射的電磁波是球面波。由球形波到平面波的準直修正，由改變移相器上的控制碼來實現，即用改變移相器的相移值來進行修正，也可用準直延遲線來實現。
3.3.3波束躍度與移相器的虛位技術
相控陣天線波束的相控掃描依靠的是天線陣中的大量移相器，因此，移相器是饋電系統中的一個關鍵微波元件，與此相應，控制移相器的電路也是一個重要的電路。
按照信號相位的基本定義：
移相器可在高頻實現，為便于用計算機控制天線波束掃描，計算機提供給移相器的控制信號是二進制的經過D/A變換成模擬信號后送入控制移相器。
對移相器的要求主要有以下8項，在具體選用時必須進行綜合考慮：
1）承受功率（包括峰值功率與平均功率）的能力2）頻率特性及帶寬性能3）低損耗4）幅度和相位精度、溫度特性和幅度穩定性5）控制特性（對波束控制驅動器的要求和控制的時間響應）6）工藝性、一致性和可靠性7）低成本8）體積、重量要求由于移相器要受計算機控制，以便實現相控陣特性波束的高速、無慣性靈活掃描、因此，數字式移相器得到了廣泛的應用。采用數字式移相器時，移相器的相移量以二進制方式改變。當數字式移相器的位數為K(K為正整數)，則移相器的最小相移量（單位相移量）為ΔφBmin皇捷通訊專業天線研發生產一體www.bgdkw.com
因此，相控陣特性的波束指向是離散的，隨著掃描角度的增大，相鄰波束之間的間距（波束躍度）增大。這與天線波束隨掃描角度增加而展寬是一致的。為了降低波束躍度，使天線波束掃描接近于機械式連續轉動天線時的情況，需要增加移相器的位數K。
考慮到雷達天線波束寬度，波束躍度小于半個波束寬度是起碼的要求，由此出發，對于三坐標雷達，因其波束寬度大體在1度左右，K≥8是完全必要的。對于相控陣單脈沖跟蹤雷達，為了能對目標接近于連續跟蹤，K≥10也是很有必要的，若K＝10，則ΔφBmin=0.35°。顯然，要做這么多位數的移相器，要保證這樣高的移相精度是不切實際的。
為了節省數字移相器的位數，同時保證所需要的小的波束躍度，采用了“虛位技術”、采用虛位技術后，增大了移相器的相位量化誤差，對副瓣電平有不良影響。在同時要求節省移相器位數和降低副瓣電平的情況下，采用“隨機饋相”方法，當移相器的位數為n時，對無限陣，可使寄生副瓣電平降低到－12×ndB。
為了降低成本，總是希望在不出現柵瓣或由柵瓣引起的寄生副瓣低于一定電平條件下，盡可能的減少天線陣中的移相器的數目。
縮小天線波束的掃描范圍，有利于減小天線陣中移相器的數目，因為天線波束掃描范圍減小后，天線單元的間隔可以拉開，此外，對于實際的雷達來說，在某些應用情況下，也不要求陣列天線的波束掃描范圍很寬，這時便可采用有限掃描相控陣天線或小區域相掃天線。
3.4 固態功率放大器的阻抗匹配
微波功率晶體管的輸入輸出阻抗很低，且是電抗性的，而功率相加器等傳輸線的特性阻抗通常都選定為50Ω，因此，只有將晶體管的輸入輸出阻抗在整個工作頻帶范圍內變換為50Ω，才能獲得良好的阻抗匹配。對于相控陣雷達，不管是在集中式大功率發射機還是在分散式發射機中，功率放大器組件都工作在C類狀態，不需要電真空放大器中所必不可少的調制器，在高頻輸入信號到達晶體管放大器輸入端，并超過基極－發射極之間的反向偏置電壓后，該放大器才起放大作用，接待廳才導通。在輸入脈沖信號由上升前沿至脈沖頂部，在到達脈沖后沿的整個脈沖持續期間，放大器中晶體管的工作狀態是急劇變化的（由截止到線性、飽和、再截止），因而其輸入輸出阻抗也是變化的，因為單級放大器的增益只有7dB左右，所以，固態放大器通常由幾個單級放大器連接組成，后面一級放大器是前面一級放大器的負載，一個單級放大器的輸入輸出阻抗的變化，將影響其前后兩級放大器的匹配。
放大器負載阻抗的變化，與放大器輸入信號電平及電源電壓的變化一樣，將使放大器輸出信號的相位發生變化，因此，當設計固態功率放大器時，再考慮其幅相一致性的公差要求情況下，應對放大器的負載阻抗提出相應的要求。
放大器末級輸出端通常接一個環流器，使末級功率放大器與天線負載之間隔離，以保證末級功率的負載相對穩定，這樣，再末級功放晶體管輸出端與環流器之間再加上一段匹配傳輸線，便可保證再工作頻帶寬度內有良好的負載阻抗匹配。皇捷通訊專業天線研發生產一體www.bgdkw.com
在相控陣雷達中，當采用集中式大功率發射機或分布式子陣發射機方案時，從發射機輸出端至天線陣面都有一個發射饋電網絡，它包括功率分配器、移相器、環流器、相位微調和收發開關等，發射饋電網絡的多個輸出端口與各天線單元之間也不可能做到完全匹配。天線單元之間的互耦使各天線單元的輸入阻抗不完全一致，且互耦是隨天線波束掃描方向的變化而變化的；另外，在雷達工作頻帶寬度內，饋線各節點的駐波及單元之間的互耦也是不同的，因此，天線單元的輸入阻抗隨天線單元的位置、天線波束指向和雷達信號的頻率而變化，而通常的饋電網絡中，除一部分相位微調及幅度微調器件外，并沒有可進行阻抗匹配的自適應調配器。除了天線單元之間存在互耦外，饋線網絡中各個端口或節點之間也可能存在互耦。皇捷通訊專業天線研發生產一體www.bgdkw.com
采用集中式發射機或子陣式發射機的相控陣雷達，一部發射機要負責給整個發射相控陣天線或發射天線子陣饋電。從發射機輸出端到每一個天線單元，必須有一個發射饋線系統，將發射機輸出信號功率分配至各個天線單元，對于接收相控陣天線，各個天線單元接收到的信號，必須經過一個接收饋線系統逐級相加，然后送至接收機輸入端，發射和接收饋線系統都由許多不同的饋線元件如功率分配器、移相器、傳輸線段、調諧元件、定向耦合器等組成，各個饋線元件的連接不可能做到完全匹配。這些連接點處，存在電磁波反射。各個節點處的多次反射波，當重新到達天線單元（對發射陣）或接收機輸入端（對接收機）時，這些反射波與主入射波疊加，對發射陣來說，使各個天線單元輻射出去的信號的相位和幅度發生變化；對接收機而言，則使從各個天線單元接收到的信號到達接收機輸入端時產生相位和幅度的起伏，因此，對于天線的饋電系統是必須要仔細調試的。
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]]>近年來，人們在展寬微帶天線的帶寬方面做了很多的研究：增大基板厚度，降低介電常數;采用電磁耦合多諧振來擴展帶寬的方式，采用縫隙耦合饋電的方式，采用多層結構。
本文在對上述各種展寬帶寬技術的比較研究之后，通過在U型微帶天線中間加一段傳輸線構成新型的E型微帶天線，實現了天線阻抗頻帶的展寬。利用HFSS模擬仿真以及實測結果表明，這種天線在工作于4.25～5.366 GHz時，其相對帶寬達到了23.2%，且采用了傳統的同軸饋電，結構簡單，易加工。
1 天線設計與分析
微帶天線的結構如圖1所示：
貼片的長為L，寬為W，饋電點位置為(P_x，P_y)，U_l和U_w為U型天線尺寸，U型天線中間增加的微帶線的長度和寬度分別為E_l和E_w，微帶天線離地面的高度為H。當E_l為零時即為U型天線，E_l不為零時為E型天線。
天線采用傳統的同軸饋電方式。天線與地面之間采用空氣為介質，減少采用高介電常數介質帶來的損耗，同時呵達到增加頻帶寬度的目的。
從圖2、3可知，隨著E_l的增大，高頻諧振頻率點變小，在E_l=14.5 mm時候高頻諧振點獲得較好的匹配，當E_l繼續增大時候匹配變差。
隨著E_l的增大，高頻諧振頻率點變小曲線
由圖4可得，隨著E_w增大，低頻諧振點匹配變差，而高頻諧振點匹配變好。通過調節中間傳輸線的長度E_l和寬度E_w可獲得兩個匹配較好的諧振頻率點。
如圖4可得，隨著P_y的值增大，天線匹配越好，但是天線工作頻帶變小。通過調節P_y值，可獲得最佳的天線匹配和頻帶的展寬。
不同P_y的Sn曲線
2 仿真與實測結果分析
經過多次仿真優化后得出E型微帶天線的具體尺寸，表1為U型天線和E型天線的尺寸(單位：mm)。根據表中參量的值
U型天線和E型天線的尺寸
采用HFSS對本文所設計的微帶天線進行仿真，仿真結果如圖5～圖7所示。
圖5是U型微帶天線和E型微帶天線的回波損耗曲線圖。
U型微帶天線和E型微帶天線的回波損耗曲線圖
由圖可得，U型天線S11小于-10 dB的頻率從4.715～5.035 GHz，中心頻率為4.875GHz，頻帶寬度BW=0.32 GHz，相對帶寬為6.5%;E型天線S11小于-10 dB的頻率從4.25～5.364 GHz，中心頻率為4.807 GHz，頻帶寬度BW=1.114 GHz，相對帶寬為23.2%，相對于U型天線帶寬展寬3.5倍。因此，在U型天線中間加入傳輸線可以有效展寬帶寬。
圖6，圖7是E型天線在兩諧振點的E面和H面方向圖。
E型天線在兩諧振點的E面和H面方向圖
由圖可得，微帶天線的最大增益達到9 dB，較之傳統的微帶天線增益(5 dB)有較大的增加。
圖8為E型天線加工的實物圖。圖9為用AgikntE5071C網絡分析儀測試E型天線的S11曲線，實測S11小于-10 dB的頻帶為4.09～5.06GHz。
E型天線加工的實物圖
由于加工粗糙和饋電端口誤差導致對天線頻移和帶寬的減小，但和仿真的結果相近。
3 結語
針對做帶天線窄帶的特性，本文提出了一種有效展寬微帶天線頻帶的方法。通過在U型微帶天線中間加一段傳輸線，適當調整同軸饋電點和傳輸線的長寬，實現了寬頻帶高增益的E型微帶天線的設計。天線工作在4.25～5.366 GHz頻帶內，且增益達到了9 dB，相對帶寬達到23%，可運用于IEEE 802.1 1 a(5 GHz)頻段的無線局域網。本文給出了實測結果，并與仿真結果一致。
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